自TTL 和 5V CMOS 成為邏輯電路的主要標準電平后，電路設計發生了較大變化。現今電子系統的復雜度不斷提高，邏輯電壓不斷下降，使得系統內部邏輯單元的輸入和輸出電平不一致。比如，電路設計中常見的一種情況是 1.8V 供電的數字電路與 3.3V 供電的模擬電路之間的連接。本文主要闡述了串行數據系統中邏輯電路的工作原理及注意事項，給出了在不同邏輯電壓之間轉換的方法。
對邏輯電平轉換的需求
越來越多的數字 IC 采用與以往不兼容的電源電壓、更低的 VDD、或者 VCORE 和 VI/O 不同的雙電源供電，這就提出了對于邏輯電平轉換的要求。低電壓混合信號 IC 如未能與其配合的數字器件的發展保持同步，也需要使用邏輯電平轉換。
轉換方法隨著轉換電平范圍、需要轉換的信號線數(如，一個 4 線的串行外設接口(SPI)與 32 位數據總線間的轉換)、以及數字信號速率的不同而不同。許多邏輯 IC 能夠將高電平轉換成低電平(如將 5V 轉換到 3.3V 邏輯)，但很少能將低電平轉換成高電平(如將 3.3V 轉換到 5V)。邏輯電平轉換可通過一個分立的晶體管或甚至是一個電阻與二極管的組合實現。但這些方法固有的寄生電容會降低數據傳輸速率。
盡管已有字節寬度的和字寬度的電平轉換器件，但它們對本文討論的< 20Mbps 的串行總線(SPI、I²C、USB 等)并不理想。封裝尺寸大、需要使用很多引腳和 I/O 方向引腳的轉換器對于小型串行總線和外設接口并不理想。
串行外設接口由單向控制線組成：數據入、數據出、時鐘和片選。數據入和數據出也被稱為主入從出(MISO)和主出從入(MOSI)。SPI 能夠使用超過 20Mbp 的時鐘信號，使用 CMOS 推挽邏輯。由于 SPI 是單向的，沒有必要在同一根信號線上實現雙向轉換。這使電平轉換變得簡單一些，因為可以采用電阻與二極管(圖 1)或分立 / 數字晶體管(圖 2)等簡單方案。
圖 1. 電阻 - 二極管拓撲是在同一根信號線上實現雙向轉換的可選技術之一
圖 2. 分立 / 數字晶體管是實現雙向轉換的另外一種選擇
I²C、SMBus 和 1-Wire®接口為雙向、漏極開路拓撲。I²C 有 3 個速度范圍：≤ 100kbps 的標準模式、≤ 400kbps 的快速模式、≤ 3.4Mbps 的高速模式。雙向總線的電平轉換更加困難，因為必須在同一根數據線上進行雙向轉換。基于電阻 - 二極管或集電極 / 漏極開路的單級晶體管轉換器的簡單拓撲由于固有的單向性，無法滿足要求。
單向高到低電平轉換—輸入過壓容差
為了將邏輯電平由高向低轉換，IC 廠商制造了大量的聲稱容許過壓輸入的器件。具有輸入過壓保護的邏輯器件是指能夠承受(不被損壞)高于其電源電壓的輸入電壓。這種具有輸入保護的器件簡化了從高 VCC 到低 VCC 邏輯的轉換任務，同時又增加了信噪比裕量。
容許過壓輸入，例如容許 1.8V 供電的邏輯器件接受 1.8V 或更高的邏輯電平輸入。LVC 邏輯系列的器件，大部分是輸入過壓保護的，在需要由高向低轉換的應用中表現良好。但是，相反的情況，由低到高的轉換并不如此簡單。由低電壓邏輯產生高電壓邏輯的域值電平(VIH)不切實際。
當設計的電路由于連接器、高扇出和雜散電容導致高負載電容時，應注意，對于所有邏輯系列，降低電源電壓也會降低驅動能力。但在 3.3V 的 CMOS 或 TTL (LV、LVT、ALVT、LVC 和 ALVC)與 5V 標準 TTL (H、L、S、HS、LS 和 ALS)之間是一個例外。在這些邏輯系列中，3.3V 和 5V 邏輯的觸發點(VOL、VIL、VIH、VOH)相互匹配。
低 - 高和高 - 低混合轉換
諸如 SPI 總線類的應用要求低 - 高和高 - 低混合電平轉換。例如，在工作于 1.8V 的處理器和工作于 3.3V 的外設之間。盡管可以使用以上方案進行組合，但也可使用單個芯片，如：MAX1840、MAX1841 或 MAX3390 滿足需求(圖 3)。
圖 3. 一個帶 SPI/QSPI™/MICROWIRE™接口、能夠實現高 - 低和低 - 高混合轉換的 IC 電平轉換器示例
其它系統，如 I²C、1-Wire 總線，需要雙向的邏輯轉換。基于集電極或漏極開路單晶體管的簡單拓撲，由于固有的單向性，不能工作于雙向總線。
雙向收發器方式
對于更大型的字節或字寬度總線而言，由于已有 WR 和 RD 信號，在不同邏輯電平之間傳遞數據的方法之一是使用如 74CBTB3384 類的總線開關器件。這類器件專門針對在 3.3V 和 5V 之間的電壓下工作進行了優化。對小型的 1 線或 2 線的總線，這種方法有兩個問題。首先，需使用獨立的使能引腳控制數據傳輸方向，這會占用寶貴的端口引腳資源。其次，需要使用大型 IC，會占用寶貴的電路板空間。
所有的方案都有其優缺點，但設計者需要一款通用器件，能工作于所有電平，允許低到高和高到低的混合轉換，還包括進行單向和 / 或雙向轉換。下一代雙向電平轉換器(MAX3370–MAX3393 IC 系列的 MAX3370)既能滿足這些要求，還能克服使用其它方案帶來的問題。
MAX3370 使用一種傳輸門方法實現電平轉換(圖 4)，依賴外部輸出驅動器吸收電流，無論是工作在低電壓還是高電壓邏輯范圍。這使該器件既能與漏極開路也能與推挽式輸出級一起工作。而且，傳輸門相對較低的導通電阻(小于 135Ω)對轉換速率的影響遠小于圖 1 中串接的電阻。
圖 4. MAX3370 使用一種傳輸門方法實現電平轉換
圖 4 所示的電路還有另外兩個優勢。首先，對漏極開路拓撲，MAX3370 使用一個 10kΩ的上拉電阻與“加速”開關并聯，最大程度降低了對外接上拉電阻的要求，同時還降低了與傳統漏極開路拓撲有關的 RC 時間常數斜率。其次，MAX3370 的微型 SC70 封裝還能節省寶貴的電路板空間。
解決速率問題
對其它大多數漏極開路方案，RC 時間常數都會限制有效數據速率(圖 5 和圖 6)。MAX3370 IC 系列包括一個加速機構，主動拉升上升沿，從而最大程度降低了容性負載的影響，如圖 7、圖 8 和圖 9 所示。當輸入超過預定義的門限時，器件主動拉升上升沿，從而最大程度降低由外部寄生元件引起的偏斜。這使其能夠轉換由推挽驅動器產生的數據速率最高達 20Mbps 的信號。對源自漏極開路驅動器的信號轉換速率低一些。對于其它的漏極開路拓撲，可通過外接上拉電阻提高速率。
圖 5. 20kHz 單 FET 漏極開路輸出波形圖，表明 RC 時間常數會對數據速率產生影響
圖 6. 雙晶體管收發器分別以 400kHz (a)和 100kHz (b)速率將 1.8V 轉換成 5V 的波形圖，表明有效數據速率受到了限制
圖 7. MAX3370 以 400kHz 速率將 1.8V 轉換成 5V 的輸出波形圖，容性負載效應被大幅度降低了
圖 8. MAX3370 使用一個 4.7kΩ上拉電阻以 400kHz 速率輸出的波形圖，容性負載效應被大幅度降低了
圖 9. 此圖是一個 MAX3370 高速測試電路滿幅驅動輸出的例子
解決通用電壓問題
應用中理想要求是單獨一個元件能以任何速度轉換任意兩種邏輯電平。MAX337x 系列的 IC 是為低至 1.2V 高至 5.5V 的邏輯電平所設計。一個芯片就能提供在大多數應用中需要的電平轉換，而不需針對每一種電平轉換都選擇一種邏輯器件。
以前，在同一個電路中實現低到高和高到低的電平轉換只能使用獨立的芯片。現在，MAX337x 系列雙向、拓撲無關(推挽和漏極開路)的一個單獨芯片即可解決這兩個問題。MAX3370 是一個單線、通用電平轉換器。如需轉換更多數量的 I/O 信號線，請參考表 1 中列出的器件。
隨著每個系統中 I/O 電壓種類的增多，對電平轉換技術的需求更加緊迫。而負載電容，VCC 電壓幅度差異，數據速率等使問題更加復雜化。對于高到低的電平轉換，如果轉換電壓差異較小，而且有成品器件可用(如容許過壓輸入的邏輯 IC)，問題則不太嚴重。
但是，能處理較大 VCC 電壓差異和能將低電平轉換成高電平的 IC 或分立元件電路就比較困難了。雙向和漏極開路拓撲并不很適合高速率數據。Maxim 的電平轉換器降低了在寬電壓范圍內單 / 雙向、推挽和漏極開路拓撲電平間轉換的難度。這些 IC 提供極小的封裝，標準應用中不需任何外部元件。
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