因為NMOS耗盡管的閾值電壓為負值，并且具有負溫度系數，因此由式(1)可知，耗盡管電流隨溫度上升而變大。同時將該輸出接到基準電源第二級電路中M2管的柵極，減弱了該點隨電源電壓的變化，從而有效地進步了基準輸出真?zhèn)€電源按捺特性。
(1)溫度系數。該電流就是通過增強管M6的電流。
。為了獲得較好的電源按捺特性，可以將圖1的基準單元進行級聯排列，如圖2所示。
(1)可以產生較低基準電壓。
在此分析先容了一種低功耗基準電壓源電路的設計方案，該電路的最大功耗小于1μW，溫度系數為21ppm／℃；同時因為電路結果較簡樸，易于集成，已經用于電池充電保護芯片。
(2)基準電壓的電源按捺比。從可以看到基準電壓從-40℃的0．96332V變化到30℃時的0．96235V，因此該基準的溫度系數為(ppm／℃)：
該電路采用CSMC公司0．6／μm的工藝，仿真使用49級模型，得到以下結果：
M1，M2，M4為耗盡管，M5，M6為增強管。
M4管柵源極相連充當恒流源，因為該管長度設置得較大，因而對應的等效電阻很大，流過的靜態(tài)電流很小，一般只有幾百納安。仿真是在輸入電壓4．0V，溫度為-40～+100℃的前提下進行的。對于增強型MOS管，閾值電壓隨溫度的升高而下降；對于耗盡型MOS管，閾值電壓為負，其閾值電壓的溫度系數與增強型相反。利用增強型MOS管閾值電壓的負溫度系數和耗盡管閾值電壓的正溫度系數產生一個精度很高的基準電壓。與一般的1．2V基準電壓比擬，電路結構可以產生更低的基準電壓。其中，M1和M5為第一級電路，M2，M4，M6為二級電路，一級與二級電路間的聯系關系不大。通過設計M1和M5管的寬長比可以獲得一個比基準更小的偏置電壓。
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改進電路結構及原理
(3)無需額外的啟動電路。而M4管的柵極電壓始終為0，并且M6管屬于二極管連接，因此系統上電后，必定有從電源到地的直暢通流暢路，所以不需要額外的啟動電路匡助系統掙脫靜態(tài)電流為0的簡并狀態(tài)。基準電壓的線性調整率特性曲線。
圖1所示基準電壓源具有靜態(tài)電流小，無需額外啟動電路等長處，但其電源按捺比特性不是很好。其中，M4為耗盡管，M6為增強管。
這種結構的基準電壓源具有以下長處：
因為增強管M6的閾值電壓具有負溫度系數，而通過該管的電流具有正溫度系數，因此通過公道設置M4，M6的寬長比就能在室溫下獲得比較恒定的基準電壓。在MOS管測試耗盡型晶體管為常通型晶體管，只有當柵極所加電壓超過其閾值電壓時，mOS管子才會關斷。在25℃時，基準電壓從輸入電壓2．5V對應的1．027
952 V變化到輸入電壓5．5 V對應的1．027 982
V，其線性調整率為：
從可以看到，假如沒有增加M2，低頻時的PSRR只有-90dB，高頻時則大約為-75dB，電源按捺比的特性不是很好；假如增加了M2管，低頻時的PSRR為-120dB，高頻時也能控制在-90
dB內，電源按捺比得到了極大的進步。可以看到，基準電壓的線性調整率隨溫度的上升而減小。從圖1中可以看出，M4柵源極相連后，流過該管的電流為：
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基準電壓源的結構與工作原理
一般基于自偏置的基準電路，因為MOS管工作在飽和區(qū)，其工作電流一般在微安級，固然可以合用于大部門消費類電子芯片的應用，但對于一些特殊應用，如充電電池保護芯片，則無法達到其設計要求。
(3)基準電壓的線性調整率。基準電壓的電源按捺好比所示。
(2)電路具有極小的靜態(tài)電流。為了減小電路的靜態(tài)電流，這里的基準與偏置電路采用增強管與耗盡管相結合的方式。于是降低基準電路的電流則成為芯片低功耗設計的樞紐。特別是當所選擇工藝的NMOS管閾值較小，并且耗盡管的寬長比較小時，基準電壓只有零點幾伏，在低壓供電的電源驅動芯片中，具有較大的上風。
為基準電壓源的等效結構圖。
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